Principis bàsics i mètodes de treball de la font d'alimentació de commutació flyback
Principis bàsics i mètodes de treball
Fonamental
Quan es commuta el transistor Trton, el Np primari del transformador té un corrent Ip i hi emmagatzema energia (E=LpIp/2). Com que Np i Ns tenen polaritats oposades, el díode D està polaritzat inversament i es talla en aquest moment, i no es transfereix energia a la càrrega. Quan es canvia Troff, segons la llei de Lenz: (e=-N△Φ/△T), l'enrotllament primari del transformador generarà un potencial invers. En aquest moment, el díode D és conductor cap endavant i la càrrega flueix corrent IL. Forma d'ona en estat estacionari del convertidor flyback
La mida del temps de conducció tona determinarà l'amplitud de Ip i Vce:
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN: voltatge DC d'entrada; Dmax: cicle màxim de treball
Dmax=ton/T
Es pot veure que per obtenir una tensió baixa del col·lector cal mantenir el Dmax baix, és a dir, Dmax<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.
El corrent de funcionament del col·lector Ie en canviar el tub Tron, és a dir, el corrent de pic primari Ip és: Ic=Ip=IL/n. Com que IL=Io, quan Io és constant, la mida de la relació de spires n determina la mida de Ic , la fórmula anterior es deriva basant-se en el principi de conservació de la potència i el nombre de voltes d'amperes primaris i secundaris és igual. a NpIp=NsIs. Ip també es pot expressar pel mètode següent:
Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η: eficiència del convertidor
La fórmula es deriva de la següent manera:
Potència de sortida: po=LIp2η/2T
Tensió d'entrada: VIN=Ldi/dt, suposant di=Ip, i 1/dt=f/Dmax, aleshores:
VIN=LIpf/Dmax o Lp=VIN*Dmax/Ipf
Aleshores po es pot expressar com:
po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
∴Ip=2po/ηVINDmax
En la fórmula anterior:
VIN: tensió mínima d'entrada de CC (V)
Dmax: cicle de treball de conducció màxim
Lp: inductància primària del transformador (mH)
Ip: corrent de pic del costat primari del transformador (A)
f: freqüència de conversió (KHZ)
Manera de treballar
Els transformadors Flyback solen funcionar en dos modes:
1. Mode discontinu de corrent de l'inductor DCM (DiscontinuousInductorCurrentMode) o "conversió completa d'energia": tota l'energia emmagatzemada al transformador en tons es transfereix a la sortida durant el període de retorn (toff).
2. Mode continu de corrent de l'inductor CCM (ContinuousInductorCurrentMode) o "conversió d'energia incompleta": part de l'energia emmagatzemada al transformador es reté al final del toff fins a l'inici del cicle següent de la tona.
DCM i CCM són molt diferents pel que fa a les funcions de transferència de senyals petites. Les seves formes d'ona es mostren a la figura 3. De fet, quan la tensió d'entrada del convertidor VIN canvia dins d'un rang gran, o el corrent de càrrega IL canvia dins d'un rang gran Quan , ha d'abastar dos modes de treball. Per tant, cal que el convertidor flyback funcioni de manera estable a DCM/CCM. Però és més difícil de dissenyar. Normalment podem utilitzar l'estat crític DCM/CCM com a base de disseny. Acoblat amb el control de mode actual pWM. Aquest mètode pot resoldre eficaçment diversos problemes en DCM, però no elimina el problema d'inestabilitat inherent del circuit en CCM. El CCM es pot resoldre ajustant el guany del bucle de control per separar la banda de baixa freqüència i reduir la velocitat de resposta transitòria. La inestabilitat és causada pel "zero del mig pla dret" de la funció de transferència.
DCM i CCM són molt diferents pel que fa a les funcions de transferència de senyals petites.
Diagrama de forma d'ona de corrent primària i secundària DCM/CCM
De fet, quan la tensió d'entrada del convertidor VIN canvia dins d'un rang gran, o el corrent de càrrega IL canvia dins d'un rang gran, ha d'abastar dos modes de funcionament. Per tant, el convertidor flyback requereix DCM/CCM Tots dos poden funcionar de manera estable. Però és més difícil de dissenyar. Normalment podem utilitzar l'estat crític DCM/CCM com a base de disseny i utilitzar el control de mode actual pWM. Aquest mètode pot resoldre eficaçment diversos problemes en DCM, però a No hi ha cap problema d'inestabilitat inherent al circuit durant CCM. La inestabilitat causada pel "punt zero del mig pla dret" de la funció de transferència en CCM es pot resoldre ajustant el guany del bucle de control per separar la banda de baixa freqüència i reduir la velocitat de resposta transitòria.
En un estat estable, el canvi en l'increment del flux magnètic ΔΦ a la tona ha de ser igual al canvi a "toff", en cas contrari, el nucli magnètic estarà saturat.
per tant,
ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns
És a dir, el valor de volts/segon de cada volta del bobinatge primari del transformador ha de ser igual al valor de volts/segon de cada volta del bobinatge secundari.
Comparant les formes d'ona actuals de DCM i CCM a la figura 3, podem saber que durant el període Trton a l'estat DCM, tota la forma d'ona de transferència d'energia té un corrent de pic primari més alt. Això es deu al fet que el valor d'inductància primària Lp és relativament baix, fent que Ip sigui bruscament. L'efecte negatiu causat per l'augment és augmentar la pèrdua de bobinatge (pèrdua de bobinatge) i el corrent d'ondulació del condensador del filtre d'entrada, que requereix que el transistor de commutació tingui un alta capacitat de càrrega de corrent per treballar amb seguretat.
En l'estat CCM, el corrent màxim del costat primari és baix, però el cristall de commutació té un alt valor de corrent del col·lector en l'estat de tona. Això resulta en un alt consum d'energia del cristall de commutació. Al mateix temps, per aconseguir CCM, es requereix una tensió primària més alta del transformador. El valor de la inductància lateral Lp i l'energia residual emmagatzemada al nucli del transformador requereixen que el volum del transformador sigui més gran que el del DCM, mentre que els altres coeficients són iguals.
En resum, el disseny dels transformadors DCM i CCM és bàsicament el mateix, tret de la definició del corrent màxim del costat primari (Ip=Imax-Imin en CCM).
